매일 산업, 과학, 의료용(ISM) 밴드 무선 주파수(RF) 제품들이 시장에 쏟아져 나오고 있다. 이렇게 넘쳐나는 제품들 속에서 사용자들이 아직 익숙하지 않은 LPC(low-pin-count) 송신기와 완벽하게 집적된 수퍼헤테로다인 수신기 구조를 만나는 것도 놀라운 일이 아니다. 이 글은 이러한 송신기와 수신기로부터 최상의 성능을 끌어낼 수 있도록 설계자가 따라할 수 있는 간단한 단계를 소개한다. 이러한 설계의 전체적인 기능을 측정할 수 있는 기법도 제공된다.
글: Martin Stoehr / Strategic Applications Engineer
맥심(Maxim Integrated Products) / www.maxim-ic.com
송신기 최적화
다음의 기본적인 두 단계를 사용하면 간단한 ISM 송신기의 동작을 최적할 수 있다. 기준 주파수를 적절히 튜닝하고 송신기의 출력 네트워크와 안테나를 정확히 정합시킨다. 보통 크리스털 발진기가 송신기와 수신기 회로에서 모두 기준으로 사용된다. 최적화 기법은 아래의 수신기 최적화 부분에 나와 있다.
송신기 (Tx) 안테나 정합
Tx 안테나의 초기 정합을 위해 안테나 급전점까지 확장된 동축 케이블을 사용하여 S11 측정(그림 2A)을 수행한다. 임피던스 변형 회로(그림 1)는 다음 두 가지를 달성하는 저역통과 π 네트워크로 설계되었다. 첫째, 전력 증폭기(PA) 출력 임피던스(200Ω + j0로 모델링)와 안테나 임피던스(~2.69Ω - j80.6 핸드헬드로 측정, 그림 2 및 그림 4)의 복소수 공액을 정합시킨다. 둘째, 고조파를 억제하는 저역통과 필터링을 제공한다. 이 예에서 PA에 대한 바이어스 인덕터 값은 2.0pF~2.5pF의 부유 커패시턴스를 튜닝 아웃하여 PA 출력에서 접지할 수 있는 값이 선택되었다. 직렬 커패시터 C8은 DC 블록의 역할을 한다.
LLSmith1를 사용하면 여러 소자의 근사값을 매우 빠르게 구할 수 있다. 이론적인 정합을 보여주는 스미스(Smith) 차트 플롯은 그림 2B에 나와 있다. 안테나는 전기적으로 작기 때문에 높은 Q(30)를 갖는다. 따라서 언제나 환경, 기생 리액턴스에서부터 오는 안테나 임피던스의 변화와 정합 소자와 회로 보드에서 오는 손실을 보상하기 위해 이론적인 정합 소자값을 조정할 필요가 있다. 튜닝에 사용된 네트워크 값은 다음과 같다. L1 = 62nH, C8 = 100pF, C9 = 15pF, L2 = 39nH, C10 = open.
시작 지점이 결정되면 송신 전력과 PA 전류를 주파수 함수로 측정하여 조정이 이루어진다. 측정 구성은 그림 3에 나와 있다. 단일 주파수 크리스털은 보드에서 제거한다. 약 11MHz ~ 15MHz(송신 RF의 경우 352MHz~480MHz) 범위에서 주파수를 조정할 수 있도록 외부 신호 발생기는 블로킹 커패시터를 통해 크리스털 핀에 연결한다. 발생기의 피크 투 피크 전압은 약 500mV로 설정한다.
각 주파수에서 송신 전력과 PA 전류가 측정되고 그 결과가 그림에 표시된다. 원하는 주파수에 근접해서(이 경우 434MHz) 최적화된 전류 최소값과 전력 최대값을 얻을 때까지 정합 네트워크의 소자값을 바꾼다(그림 4).
이 방법을 사용하면 최소 PA 전류와 최대 송신 전력을 제공하는 정합은 다음과 같은 소자값으로 구성된다. L1 = 62nH, C8 = 100pF, C9 = 7.5pF, L2 = 51nH, C10 = open.
전류와 주파수 플롯(그림 5)은 정합 네트워크에 변화를 줄 때 각각 전류 최소값이 어떻게 서로 다른 주파수로 이동하는지를 보여준다. 434MHz에서 최상의 정합에 대한 그래프는 노란색으로 표시되었다. C9와 L2의 값이 소자와 보드 기생 영향의 결과(15pF 및 39nH로부터) 눈에 띄게 변화했다는 사실에 주의한다.
Tx, PA 전력, 동작 주파수 및 안테나 임피던스에 대한 정합 과정은 두 개의 애플리케이션 노트 1954 "Designing Output Matching Networks for the MAX1472 ASK Transmitter" 및 3401 "Matching
Maxim's 300MHz to 450MHz Transmitters to Small Loop Antennas"에서 볼 수 있다.2
수신기 최적화
ISM 수퍼헤테로다인 수신기의 동작 특성을 최적화하는 기본적인 단계는 수신기 블록에 대한 체계적 평가로 시작한다. 일반적으로 성능을 향상시킬 수 있는 곳은 다음 네 가지 블록인 크리스털 발진기 회로, 안테나 정합 회로, 탱크 회로 및 베이스밴드 회로이다.
적합한 크리스털의 선택
크리스털 기반 수신기 및 송신기와 관련된 가장 일반적인 과제 중 하나는 라디오의 발진 회로를 적절히 튜닝하는 문제이다. ISM 라디오의 발진기는 특정 부하 커패시턴스로 지정된 크리스털을 사용하여 동작하도록 만들어졌다(그림 6). Maxim Integrated Products의 제품과 같은 일부 ISM 수신기에서 크리스털은 보통 3pF 부하 커패시턴스로 지정된다. 이러한 낮은 값은 그리 일반적인 크리스털 규격이 아니다. 보통 사용자는 비용 또는 전원 문제를 고려하여 6pF, 8pF, 10pF 또는 그 이상의 시험을 거친 부하 커패시턴스 값을 갖는 크리스털을 사용하여 시스템을 설계하는 경향이 있다. 이보다 큰 부하 커패시턴스 크리스털의 사용은 금지되어 있지는 않지만 발진기 회로가 크리스털 핀에 지정된 부하 커패시턴스만 공급하기 때문에 장단점이 있다. 예를 들어 3pF 부하는 10pF의 지정된 값을 갖는 크리스털을 의도된 주파수보다 확연히 높은 주파수에서 동작하게 한다.3 이러한 주파수 이동을 보상하기 위해 사용자는 회로에 커패시터를 놓아 크리스털에 더 큰 부하를 제공할 수 있다. 우리의 경험으로는 병렬 배치보다 접지에 2개의 션트 커패시터를 놓는 것을 권장하는데, 이렇게 할 경우 향상된 유연성과 기타 부하 장점을 얻을 수 있다. 이처럼 "조정된" 부하가 갖는 단점은 회로에 너무 많은 커패시턴스가 연결될 때 발진 시동에 문제가 발생할 수 있다는 점이다.
위의 기준 설계에 탑재된 크리스털의 발진 주파수를 검사하기 위해 디버그 측정이 수행되었다. 이 시험을 수행하기 위해 R&S짋 ZVL3 스펙트럼 분석기와 "스니퍼" 안테나를 사용하여 크리스털 주파수를 검색하였다. 이 안테나는 동작 주파수의 추정치를 얻을 수 있도록 크리스털에 매우 가까이 놓았는데, 필요한 경우 리드의 하나에 접촉해도 된다. 시스템에는 8pF의 지정된 CL을 갖는 13.2256MHz 크리스털을 탑재했지만 발진기 회로는 약 3pF의 부하만 제공하였다. 시스템 피크는 13.23049MHz로 측정되었으며, 이는 370ppm 높다. 이것은 434.085MHz(32 × 13.23049 + 10.7)의 동작 주파수로 변환되는데, 이로 인해 예상되는 LO와 반송파 주파수가 의도한 주파수보다 165kHz 더 높아졌다. 이러한 크리스털 발진기의 이탈 주파수 동작은 수신 ASK 반송파 및 관련 사이드밴드를 IF 필터의 에지로 밀고 심지어 "knee"를 지나치게 한다. 이는 신호 출력의 불필요한 감쇄를 유발한다.
이러한 주파수 오차가 미치는 영향을 추가로 검사하기 위해 IF의 통과대역을 시험했다. 스펙트럼 분석기를 max-hold 모드에서 사용하여 주파수에서 반송파 신호를 스위핑하고 IF 필터 출력을 모니터링함으로써 필터 대역폭에 대한 플롯을 수집했다. 표시 M1은 10.7MHz(IF 필터의 공칭 중앙)에 위치하고, 델타 표시 D2는 주파수 스파이크에 위치하는데, 여기에서 RF 신호가 433.92MHz로 튜닝되었다. 신호 생성기는 M1에 IF 스파이크가 위치하는 434.085MHz로 설정되었으며, LO 주파수가 이동되는 것을 볼 수 있다. 그림 7에 보이는 플롯은 부적절한 튜닝으로 반송파가 약 7dB 성능 저하되었다는걸 보여준다. ASK 복조에 필요한 사이드밴드 정보는 필터 곡선 상에 비선형적으로 존재하기 때문에 더욱 감쇄되고 왜곡된다.
8pF로 지정된 크리스털의 부하 커패시턴스 경우를 추정하기 위해 다음의 항목이 사용되었다. MAX7034 ISM 수신기, CPAR = 1.8pF, CSHUNT = 0pF, CSER = 10000pF(AC 단락), f0 = 13.2256MHz, C0 = 2.8pF, CL = 8.24pF, R1 = 60Ω, C1 = 11.1fF이다. 이들 값을 사용했을 때 나온 계산4은 434.0853MHz의 실제 RF 주파수를 보여주었다. 그런 다음 실험적으로 션트 커패시턴스 값을 추가하면, 한 쌍의 10pF 커패시터는 발진 주파수를 목표값으로 다시 되돌린다. 다른 크리스털 값을 충분히 추정할 수 있다고 가정하면 시동 마진은 받아들일 수 있는 수준이다. 네거티브 저항 계산은 240Ω의 4 × R1에 비해 -291.5Ω이었다. 이 값은 약 -50Ω의 추가 마진을 남겼다.
데모 LFRD014 모듈의 감도를 향상시키기 위한 1차 시도로 2개의 10pF 션트 커패시터를 C21 및 C22에 추가했다. 그 결과 크리스털 발진기 주파수는 이동되어 13.226MHz의 교정된 주파수로 동작했다. RF 발생기를 다시 중앙인 433.92MHz에 오도록 조정하자 감도는 107dBm로 측정되었다. 이러한 12.4dB 향상은 로컬 발진기에 대한 기준 주파수의 적절한 튜닝으로부터 생성되었다.
안테나 정합
수신기 설계 튜닝의 다음 단계는 안테나 임피던스를 측정하는 것이다. PCB 트레이스 안테나를 사용하는 경우 안테나 급전점에 연결할 필요가 있다. 네트워크 분석기는 동축 케이블에 연결하기 전에 포트 확장부로 유연 동축 케이블의 끝까지 적절히 보정할 필요가 있다. 네트워크 분석기는 관심있는 적절한 주파수 범위로 설정해야 한다. 포트 1의 전력 출력은 합당한 수준(-30dBm)으로 설정해서 저잡음 앰프(LNA)를 과구동하지 않도록 한다. 마지막으로 S11 측정을 수행하고 그 결과를 스미스 차트에서 확인한다.
안테나, 케이스 및 시험 환경(인체 영향, 자동차의 추가적 케이스 등)의 폼 팩터를 기초로 반복적인 측정을 얻는 데는 어려움이 따를 수 있다. 이 예에서 안테나는 205 - j39의 임피던스로 측정되었다(그림 8A).
정합 네트워크의 소자값을 적절히 선택했다면 다음으로 LNA의 임피던스를 측정할 필요가 있다. 이를 수행하기 위해 네트워크 분석기를 사용하여 LNA 회로 쪽을 향하는 정합 네트워크의 다른 쪽에서 설계의 S11 파라미터를 측정한다. 일반적으로 증폭기는 LNA 소스 핀과 접지사이에 연결된 변성 인덕터를 사용한다(그림 9). 변성 인덕터가 존재할 경우 LNA 입력 임피던스는 2pF~2.5pF 커패시터와 직렬 연결된 50Ω 저항처럼 보인다(인덕터가 없는 경우 2pF~2.5pF 커패커패시터와 병렬 연결된 500Ω~700Ω 저항처럼 보인다). 이러한 임피던스모델은 모든 안테나 임피던스에 대한 정합 네트워크를 설계하는 데 사용할 수 있다.
이 예에서 측정 결과 임피던스는 50 - j4Ω이었다. 무료 스미스 차트 소프트웨어 패키지 Llsmith1를 사용하고 LNA 바이어스 네트워크 소자값으로 100pF(C6), 56nH(L3), C4 shorted, C5 open을 입력하면 LNA 입력 임피던스는 다시 원래의 약 50 + j145Ω가 되었다.
최종 정합 네트워크 소자값을 찾기 위해 소프트웨어를 이용하면 수신기 보드에 적용할 수 있는 최상의 추정치를 얻을 수 있다(그림 8B). 이에 따라 "Simple MatchMe Wizard"를 사용하고 시작 임피던스로 205 + j39(안테나 임피던스의 복소수 공액)를 입력하고, 최종 임피던스로 50 - j145(LNA 임피던스의 복소수 공액)를 입력하고, lumped 저역통과, 1 섹션 설정을 사용하면, LLsmith에서 추정된 정합 네트워크 소자값(LNA로부터 안테나까지)은 다음과 같았다.
* 9.4pF series capacitor
* 3.2pF shunt capacitor
* 32.3nH series inductor
* 2.1pF series capacitor
탱크 회로 튜닝
수신기 설계를 최적화하는 다음 단계는 LNA 출력 및 믹서 입력에서 탱크 회로를 동작 주파수에 적절히 튜닝하는 것이다(그림 10). 이러한 오프 칩 인덕터-커패시터 쌍은 튜닝된 하이 임피던스 회로를 제공하여 LNA 전류 출력을 전압으로 변환하며, 이 전압은 다시 온 칩 믹서에 공급된다. 이 회로는 회로 보드에 존재하는 부유 커패시턴스에 의해 튜닝이 쉽게 흐트러질 수 있다.
탱크 회로가 적절히 튜닝되어 있는지 여부를 확인하는 가장 좋은 방법은 입력 주파수를 스위프하고 측정된 공진 곡선에서 피크를 찾는 것이다. 데이터는 RF 발생기와 스펙트럼 분석기를 사용하여 수동으로 수집할 수 있지만 2포트 네트워크 분석기(NA)는 이러한 작업에 최고의 툴이다. 자극 신호는 안테나 급전점을 통해 LNA에 연결된 네트워크 분석기(포트 1)로부터 나온다. 네트워크 분석기의 입력(포트 2)에 연결된 스니퍼 안테나를 사용하여 측정을 수행한다. 이러한 튜닝되지 않은 안테나는 탱크 회로(그림 11)의 인덕터에 가까이 놓을 수 있으며 회로의 공진 주파수에서 방사된 방출 신호를 감지해 S21 측정을 제공한다. LNA 입력의 과구동을 피할 수 있도록 -20dBm 또는 -30dBm 소스 전력 설정을 사용할 것을 권장한다.
예제 탱크 회로에 대한 제안된 소자값은 병렬 연결된 커패시터가 없는 27nH 인덕터였다. 이 방법은 간단히 PCB의 기생요소를 공진 용량성 성분처럼 동작할 수 있게 한다. 탱크 회로의 공진 주파수는 다음 식으로부터 계산할 수 있다.
이 예(그림 12)의 초기 측정은 약 480MHz에서 피크 공진을 보여준다. 434MHz의 목표 주파수에서 시스템은 해당 피크로부터 10dB의 손실을 보여주었다. L5 = 27nH을 고려할 때, 실제 기생 커패시턴스는 동일한 식으로 C7에 대한 제안된 값을 계산하여 추출할 수 있다. 480MHz에서 동작하는 예제 회로의 경우 기생 커패시턴스 CP는 약 4.07pF가 된다.
목표 공진 주파수가 434MHz라고 하면 이상적인 커패시턴스는 4.98pF가 된다. 따라서 탱크 회로에 추가할 필요가 있는 커패시턴스는 약 0.91pF이다.
C7 위치에 1.0pF 커패시터를 추가했을 때 이 예에서감도가 향상되었다. 조정된 탱크 회로를 사용할 경우 S21 측정은 피크가 434MHz의 목표에 매우 가깝게 위치한다는 것을 보여주었다(그림 13).
수신기 이득 측정
LNA 입력으로부터 믹서 출력까지 시스템 이득은 수신기의 성능에 대한 중간 점검의 역할을 한다. 이 파라미터는 -50dBm의 진폭과 433.92MHz에서 입력 반송파 신호를 제공함으로써 예제 수신기에서 측정되었다. 다음으로 스펙트럼 분석기에 연결된 하이 임피던스 FET 프로브를 사용하여 세라믹 필터에서 MIXOUT 라인으로부터 출력을 측정했다. 이 경우 입력 전력을 발생기 설정에서 확인하거나 안테나 급전점에서 측정할 수 있다. 필터에서 입력 및 출력 신호를 측정할 때에는 베이스밴드 회로에서 나오는 모든 디지털 잡음을 제거할 것을 권장한다. 스펙트럼 분석기 플롯을 수집하는 동안 DSN 라인을 접지하면 슬라이서 레벨을 잡음 아래로 효과적으로 떨어뜨려 쉽게 잡음 제거를 할 수 있다.
이 예에서 입력 신호는 안테나 급전점에서 -49.9dBm으로 측정되었다. 필터 입력에서 신호 강도는 10x 프로브를 사용하여 -35.5dBm으로 측정되었다. 이 값은 측정된 전력에서 20dB 강하를 구성해 -15.5dBm의 실제 출력으로 변환된다. 이러한 수치는 LNA에서부터 믹서 출력까지의 시스템 이득이 약 34.4dB라는 것을 보여준다.
베이스밴드 최적화
베이스밴드 회로(그림 14)의 목표 데이터 전송률은 송신기로부터 예상되는 가장 빠른 데이터 전송률의 1.5배에서 코너 주파수를 갖도록 설계해야 한다. 이 예에서 시스템 목표는 1kbps NRZ이기 때문에 데이터 필터의 코너 주파수는 1.5kHz가 된다.5 Sallen-Key 버터워스 데이터 필터를 결정하려면 다음식을 사용한다.
앞의 계산을 고려하여 이 예제 회로에서는 C13에 대해 1500pF 커패시터 값이, C12에 대해서는 750pF 커패시터 값이 선택되었다. RC 회로의 시간 상수는 데이터 출력을 추가로 필터링하여 데이터 슬라이서 비교기의 임계값 전압을 구성하는 에버리징 프로세스를 제공한다. 이 시간 상수는 데이터 전송률 (1kHz) 비트 간격의 약 10x로 설정한다. 시작 지점 R1 = 20kΩ, C17 = 0.47μF가 선택되었는데, 이 값은 약 1비트 간격에 불과하다.6
자료
1. RFdude.com Smith Chart Program, RFdude.com LLC, Lance Lascari, ⓒ 2008-2010, v0.810, Jun 2007, http://tools.rfdude.com/RFdude_Smith_Chart_Program/RFdude_smith_chart_program.html
2. Maxim Integrated Products 애플리케이션 노트 1954 "Designing Output Matching Networks for the MAX1472 ASK Transmitter" (www.maxim-ic.com/AN1954) 및 3401 "Matching Maxim's 300MHz to 450MHz Transmitters to Small Loop Antennas" (www.maxim-ic.com/AN3401)
3. 보다 자세한 내용을 보려면 Maxim Integrated Products 애플리케이션 노트 1017 "How to Choose a Quartz Crystal Oscillator for the MAX1470 Superheterodyne Receiver"(www.maxim-ic.com/AN1017)를 참조한다.
4. 보다 자세한 내용을 보려면 Maxim Integrated Products 애플리케이션 노트 5422 "Crystal Calculations for ISM-RF Products"(www.maxim-ic.com/AN5422)를 참조한다.
5. 맨체스터 인코딩이 권장된다. Maxim Integrated Products 애플리케이션 노트 3435 "Manchester Data Encoding for Radio Communications"(www.maxim-ic.com/AN3435)를 참조한다.
6. 수신기 베이스밴드 및 데이터 슬라이싱 회로에 대한 자세한 내용은 다음에서 확인할 수 있다. Maxim Integrated Products 애플리케이션 노트 3671 "Data Slicing Techniques for UHF ASK Receivers"(www.maxim-ic.com/AN3671), 튜토리얼"Baseband Calculations for ISM-RF Receivers" (www.maxim-ic.com/AN5426)
R&S는 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG의 등록 상표 및 등록된 서비스 마크이다.
저자소개
Martin D. Stoehr는 콜로라도 대학(University of Colorado)에서 통신 시스템 및 제어 이론으로 BSEE를 받고 졸업한 후 줄곧 아날로그 및 혼합 신호 IC 업계에 몸담아 왔다. 지난 12년 동안 Maxim Integrated Products에서 완전 자동화 벤치 테스트 시스템에서부터 특성화 보드, EV 킷, 기준 설계 및 시연기에 이르기까지 다양한 보드 레벨 시스템을 설계했다. 전략적 애플리케이션 엔지니어로 복잡한 RF 설계 관련 작업을 하지 않을 때에는 가족과 친구들과 함께 콜로라도 로키 산택에서 캠핑, 스키, 카누타기 등 각종 모험을 즐기는 시간을 자주 갖는다.
회원가입 후 이용바랍니다.
개의 댓글
댓글 정렬
BEST댓글
BEST 댓글
답글과 추천수를 합산하여 자동으로 노출됩니다.
댓글삭제
삭제한 댓글은 다시 복구할 수 없습니다.
그래도 삭제하시겠습니까?
그래도 삭제하시겠습니까?
댓글수정
댓글 수정은 작성 후 1분내에만 가능합니다.
내 댓글 모음