[Tech Report] High IF 샘플링을 통한 광대역 SDR 실현

[아나로그디바이스=벤자민 안니노(Benjamin Annino) 애플리케이션 디렉터] 다중대역 레이더 및 전자전(EW) 애플리케이션에서는 폭넓은 대역, 높은 동적 범위, 민첩한 스펙트럼 모니터링이 중요하게 요구된다.

최근 높은 샘플 레이트를 지원하는 데이터 컨버터 제품의 등장으로 무선 프런트 엔드에서 아키텍처 변화가 가능해졌다. 성능은 그대로 유지하면서 크기, 무게, 전력, 비용(SWaP-C) 절감과 공통 하드웨어 기반의 소프트웨어로 프로그램도 할 수 있게 됐다.

EW와 다중대역 레이더 아키텍처의 근본적인 변화가 예고되면서 광대역 소프트웨어 정의 무선(software-defined radio, SDR) 시대를 앞당기는 기술의 진보를 살펴봐야 한다.

500㎒~18㎓ 이상에 이르는 EW 디지털 수신기를 예로 들면 주파수 플래닝이 왜 중요한지, 동적 범위를 유지하면서 SWaP-C와 유연성을 향상시키려면 어떻게 해야 하는지 이해할 수 있다.

기법의 발전에 따라 수신기 RF 이미지를 처리하기가 점점 더 쉬워지는 것을 알 수 있으며 소프트웨어 정의 유연성도 높이는 것을 확인할 수 있다. 다만 직접 샘플링의 폭이 계속 넓어지더라도 멀티톤 IMD2를 제거하기 위한 튜닝 가능 전치선택(preselection)은 여전히 필요하다.

과거의 스펙트럼 센싱

얼마 전까지만 해도 AD9467 같은 디지털 데이터 컨버터를 채택한 최신 디지털 수신기가 높은 동적 범위로 처리할 수 있는 순시 대역폭(iBW)은 수백 ㎒ 수준이었다. 샘플링 속도는 1Gsps 미만이었고, 중심 대역폭은 DC 부근이거나(zero-IF, ZIF) IF 오프셋 부근(RF 직접 샘플링)이었다. ZIF는 IQ 변조기 및 복조기와 함께 이미지 제거를 위해서 쿼드러처 오류 교정(quadrature error correction, QEC)을 필요로 한다.

레이더와 EW 애플리케이션은 통상적으로 넓은 iBW와 높은 수준의 이미지 제거를 필요로 한다. 오늘날 EW 및 레이더 표준이 요구하는 통상적 수준의 iBW가 수백 ㎒ 이상이기 때문에 허용 가능한 수준의 이미지 제거를 달성하는 QEC를 구현하기가 쉽지 않다. 이러한 이유에서 대역폭 소모적인 고성능 다중대역 레이더 및 EW 애플리케이션은 일차 및 이차 나이퀴스트 영역에서 넓은 iBW의 후위 RF 직접 샘플링을 선호한다.

나이퀴스트 영역 바깥의 스펙트럼을 커버하기 위해, RF 튜너는 로컬 오실레이터(LO) 믹서를 사용해서 iBW의 슬라이딩 블록을 데이터 컨버터 직접 샘플링 영역과 일치하는 고정된 IF로 변환한다. 그림 1은 통상적인 이중 주파수 변환 Low IF 수신기가 낮은 샘플 레이트의 데이터 컨버터로 피드할 때의 블록 다이어그램을 보여준다. 이러한 수신기는 높은 동적 범위가 가능하다.

그림 2는 그림 1의 Low IF 방식을 사용할 때 주파수 플랜을 보여준다. 신호 모호성, 스퓨리어스, 잡음을 제거하기 위해서 디지털 데이터 컨버터와 마찬가지로 RF 튜너에 높은 수준의 RF 이미지 제거가 필요하다.

단일 RF 믹서 튜너 기법(빨간색 x)은 IF 주파수가 너무 낮기 때문에 희망 대역(녹색)과 이미지 대역(빨간색) 사이에 충분한 간격을 둘 수 없다는 점에서 이미지 제거 요구 사항을 충족하지 못한다. 간격이 불충분하면 필요한 RF 입력 필터를 구현하기가 불가능하다. 가능하더라도 크기나 비용을 심하게 증가시킬 수 있다.

문제 해결을 위해 이중 믹서 2스테이지 주파수 변환 방식이 사용된다. ‘수퍼헤테로다인 수신기’라고 부르며 입력 RF를 최종적인 직접 샘플링 IF보다 수 ㎓ 더 높은 중간 High IF로 변환한다.

High IF를 RF 필터링을 거치고, 다시 최종적인 IF로 변환하고 직접 샘플링을 한다. 이 기법은 현실적으로 타당한 고성능 RF 필터를 사용해서 이미지 제거 요구 사항을 충족할 수 있다. 이러한 RF 필터는 시스템 SWaP-C 파레토(Pareto) 분석에 있어서 큰 비중을 차지한다.

IMD2 스퍼(다시 말해 F2 – F1과 F2 + F1)로 인해 발생하는 멀티블로커를 완화하기 위해 RF 전치선택 필터링(그림 2에서 노란색 부분)이 필요하다. IMD2를 완화하는 것은 이미지 문제와는 별개인데, 통상적으로 프런트 엔드 필터링을 통해서 두 문제를 모두 해결할 수 있다.

최신 스펙트럼 센싱 기법(MxFE)

오늘날 광대역 스펙트럼 센싱은 예전보다 크게 진보했다. 아나로그디바이스(Analog Devices)의 혼성신호 프런트 엔드(MxFE®)는 ADC 샘플 레이트가 충분히 높아서 일차 믹서 다음에 중간 High IF를 직접 샘플링할 수 있다.

MxFE를 채택한 오늘날의 광대역 수신기는 RF 튜너에 이중 믹서 스테이지가 불필요하다. 이차 나이퀴스트 IF 직접 샘플링이 주파수가 충분히 높아서 희망하는 입력 RF 대역과 이미지 대역 사이에 충분한 간격이 가능하므로 쉽게 구할 수 있는 RF 필터 제품을 사용할 수 있다.

최신 접근법은 믹서, RF 증폭기, 필터, 그 밖에 다른 부품으로 이루어지는 하나의 전체 주파수 변환 스테이지를 제거함으로써 SWaP-C를 크게 줄여준다. 뿐만 아니라 오늘날에는 보다 높은 High IF가 가능해짐으로써 직접 샘플링으로 대부분의 LF부터 5.5㎓까지 커버할 수 있어 SWaP-C를 더욱 줄일 수 있게 해준다.

RF 튜너가 반드시 2㎓까지 커버하지 않아도 되고 많은 경우 5㎓~18㎓ RF 튜너를 가지고도 별 무리 없이 작업을 처리할 수 있다. 튜너의 하한 한계가 2㎓에서 5.5㎓로 바뀌는 것이 중요하지 않다고 생각될 수 있으나 필터링, 주파수 플래닝, 필요로 하는 LO 범위 측면에서 부담을 덜어준다는 점에서 커다란 의미가 있다.

다만 일차와 이차 나이퀴스트 사이의 틈새를 어떻게 커버할지 고려하는 것은 여전히 필요하다. 6Gsps ADC에서 이 틈새는 대략 2.7㎓~3.3㎓까지다. 또 다른 고려사항은 스위치드 또는 튜닝 가능 ADC 안티앨리어싱 RF 필터가 필요하다는 것이다. 이러한 필터를 사용하면 일차와 이차 나이퀴스트 사이에 전환이 가능하다.

오늘날의 방식에서도 RF 필터는 다음과 같은 이유로 인해 시스템 SWaP-C 파레토 상에서 여전히 큰 비중을 차지한다:

   ► 높은 성능 - 낮은 IL, 평탄한 통과 대역, 가파른 제거 스커트 필요

   ► 커다란 크기 - 알루미늄처럼 Q값이 높은 세라믹 상에서 분산 평면형 구조 사용

   ► 여전히 많은 수 필요

서브옥타브 RF 전치선택기도 여전히 필요하다. 필요로 하는 요구량을 완화할 수 있으므로 덜 공격적인 필터링을 사용할 수 있다. 직접 신호 체인에 RF 믹서를 사용하지 않음으로써 IP2를 향상시키기 때문이다.

오늘날의 방식을 요약하면, High IF에서 광대역 나이퀴스트 샘플링이 전체 RF 믹서 스테이지를 제거함으로써 SWaP-C와 iBW를 향상시킨다. 다만 여러 디스크리트 MMIC를 애플리케이션의 필요에 따라 배열해야 하고 Q값이 높은 다수의 평면형 필터와 구조물은 여전히 필요로 한다.

비싸고 복잡한 튜너가 여전히 필요한 점은 SWaP-C를 늘리는 요인이 된다. SWaP-C 측면에서 획기적인 도약의 필요성이 주장되고 있으며 점차 현실로 다가오고 있다.

미래의 스펙트럼 센싱

미래에는 샘플 레이트가 더욱 높은 디지털 데이터 컨버터가 등장함에 따라 SWaP-C를 최소화하면서 보다 완벽한 소프트웨어 정의 광대역 무선이 가능해질 것이다. 오늘날 많은 기업들이 이미 수십 ㎓에 이르는 고속 데이터 컨버터를 시장에 내놓고 있다.

구매자는 멀티블로커 동적 범위에 세심한 주의를 기울일 필요가 있다. 높은 RF 직접 샘플링 데이터 컨버터가 레이더와 EW에 진정한 혁신을 이루기 위해서는 협대역의 뛰어난 동적 범위를 그대로 유지해야 한다. 샘플 레이트와 iBW가 높아짐에 따라 우수한 잡음과 선형성을 유지하기가 어려워졌으며 아키텍처 측면에서 많은 것을 고려해야 한다. 바로 이 부분이 ADI가 경쟁사와 차별화를 이루고 있는 지점이다.

샘플 레이트가 더더욱 높은 차세대 데이터 컨버터는 앞서 언급한 오늘날의 MxFE 방식보다 아키텍처 차원에서 더 많은 향상이 가능해질 것이다. 이러한 향상으로서 크게 다음과 같은 세 가지를 들 수 있다:

주파수 플래닝의 이점을 설명하기 위해, 그림 6과 그림 7은 18Gsps로 클러킹하는 ADC를 사용해서 최대 44㎓까지의 연속 스펙트럼 커버리지를 제공하는 EW 시스템을 보여준다. 일차 나이퀴스트 RF 직접 샘플링은 8㎓까지 주파수를 커버한다.

나이퀴스트 틈새는 8㎓~10㎓까지고, 이차 나이퀴스트 RF 직접 샘플링은 10㎓~16㎓까지다. RF 튜너가 7㎓~11㎓를 2㎓~6㎓의 IF로 변환해서 나이퀴스트 틈새 + 대역 오버랩을 커버한다. 주파수 믹서에 대한 입력에 튜닝 가능 대역 통과 필터가 필요하다. LPF는 이미지를 제거하고, HPF는 IF 피드스루를 제거한다.

RF 튜너가 ADC RF 직접 샘플링 범위 바깥에 있는 더 높은 주파수를 커버할 수도 있다(그림 7). 이 경우 10㎓~14㎓의 High IF 샘플링이 이미지 대역을 멀리 밀어내므로 요구되는 이미지 제거를 달성하기 위해 더 낮은 Q값의 튜닝 가능 필터링을 사용할 수 있다. 신호 체인에서 SWaP-C를 많이 차지하는 고정적 필터링의 제거도 가능하다.

RF 튜너를 사용할 때 가질 수 있는 또 다른 이점으로 유연성을 들 수 있다. 더 높은 주파수로 직접 샘플링을 하려고 하면 ADC의 잡음이나 선형성이 저하될 수 있으며, 또는 HD2나 HD3를 피할 수 있는 특정한 ADC 주파수 영역을 설계 엔지니어가 선호할 수 있다. RF 튜너를 사용하느냐, 직접 RF 샘플링을 사용하느냐에 따라 성능을 높일 수 있다면 실행 중에 런타임 소프트웨어 결정에 따라서 모드를 전환할 수 있다.

주파수 플래닝과 필터링을 간소화함에도 불구하고 전치선택 서브옥타브 필터링의 필요성은 미래에도 변함없을 전망이다. 데이터 컨버터와 RF 컨디셔닝 경로로 IP2가 향상됨으로써 일부 도움은 예상된다. 예를 들어 광대역 RF 증폭기가 IP2 성능이 계속해서 향상되고 수백 ㎒~20㎓에 이르기까지 OIP2=50dBm에 근접하게 된다.

크기 비교

미래의 수신기 프런트 엔드가 실현되면 크기 측면에서 이점도 기대할 수 있다. 통상적인 수신기 RF 체인의 크기가 현재 명함 정도라면 미래에는 90% 축소된 우표 크기에 불과하게 된다.

가설을 입증하기 위해서 수신기에 필요한 부품 면적을 합산하고 수동 부품, 트레이스, 월, 간격이 차지하는 면적을 반영하기 위해서 50%~65%의 부품 채움 계수를 적용했다. 칩 상의 모든 기능 블록을 하나의 다운컨버터로 통합한 차세대 수신기 프런트 엔드에도 마찬가지로 총 면적을 계산했다. 각각의 경우, 튜닝 가능 LO가 믹서로 피드하는 것은 같다. 표1. 2. 3은 계산을 보여준다.

고속 데이터 컨버터가 높은 동적 범위는 그대로 유지한 채 나이퀴스트 샘플 레이트와 iBW를 계속해서 높임으로써 주파수 플래닝 시에 RF 프런트엔드 아키텍처를 통합하고 단순화할 수 있게 되었다.

과거에는 서브옥타브 RF 필터링과 이득 제어를 채택한 통합 고성능 주파수 변환 IC가 각 활용 사례와 주파수 플랜마다 결과적인 RF/IF 필터링이 달라서 어려운 점이 있었지만 이제는 달라지고 있다.

새로운 모놀리식 무선 튜너는 근본적으로 광대역이고, RF 필터링과 AGC를 필요에 따라서 조절할 수 있다. 그러므로 다양하게 파편화된 애플리케이션을 공통의 하드웨어 블록으로 통합하고 애플리케이션의 필요에 따라서 소프트웨어 루프를 조절할 수 있다.

그 결과, 시스템 개발자가 애플리케이션마다 고유의 하드웨어를 사용할 필요 없이 공통의 유연한 하드웨어 플랫폼 상에서 소프트웨어 알고리즘을 차별화하는 쪽으로 옮겨갈 수 있으므로 개발 시간을 단축하고 비용을 낮출 수 있으며 SWaP-C를 줄일 수 있다.