글: 챨리 왕(Charlie Wang) / 중국 센젠
페어차일드 반도체 / www.fairchildsemi.com
24V DC in, 180V DC 0.4A out 등과 같은 중전압 범위의 고효율 저비용 부스트 컨버터를 설계하는 것은 저전압 부스트 컨버터와 고전압 부스트 컨버터만큼 쉽지 않은 일이다. 본고에서는 일반적인 PFC 컨트롤러와 2가지 특수한 방법을 사용하여 이러한 중전압 부스트 컨버터를 구현해 보고자 한다. 또한 이 글에서는 설계 관심 사항을 논의하고 토폴로지를 분석하고 손실 개선 효과를 계산하고 이전과 이후를 테스트하여 개선 결과를 살펴볼 것이다.
배경지식
저전압 범위의 부스트 컨버터는 일반적으로 휴대형 기기에서 사용되며, 배터리 전압((1.2V~12V)을 보다 높은 전압(1.5V~20V)으로 상승시켜 애플리케이션 회로에 공급한다. 이러한 전압 범위에서 도전 손실은 주요한 관심사항이다. 많은 특수 설계 디바이스들이 대량 시장을 위한 이러한 애플리케이션에 중점을 두고 있다. CCM이 이러한 기기의 주요 동작 모드이다.
고전압 범위 부스트 컨버터는 일반적으로 90V~270V AC in과 약 400V DC out을 제공하는 PFC 컨버터로 사용된다. 이러한 애플리케이션에서 도전 손실은 저전압 부스트 컨버터에서만큼 중요하지 않다. 스위칭 손실과 잡음 내성을 더욱 고려하게 된다. 따라서 CRM 동작 모드, 보다 높은 전류 감지 전압 등과 같은 몇 가지 특별한 설계 사항들이 PFC 컨트롤러에 일반적으로 사용된다. 큰 시장으로 인해 PFC 컨트롤러 또한 광범위하게 사용되고 있다.
LED TV 백라이트 애플리케이션은 24V DC in, 180V DC 0.4A out 부스트 컨버트를 사용한다. 위에서 설명한 저전압 및 고전압 범위의 부스트 컨버터와 비교하여 이러한 중전압 부스트 컨버터는 소비가전 애플리케이션에서 거의 사용되지 않는다. 이러한 전압 범위 및 전력 정격의 경우, 도전 손실, 스위칭 손실, 잡음 저항 등을 모두 고려해야만 한다. 이러한 애플리케이션에 적합하고 비용이 저렴한 디바이스를 찾는 것은 매우 어렵다.
토폴로지 및 디바이스 선택 시 고려사항
소비가전을 위한 솔루션을 설계하기 위해서 비용이 높은 토폴로지와 디바이스를 사용하지 않도록 주의해야 한다. 그런데 LED 백라이트 단에 대한 절연은 불필요한 데 DC 입력 노드와 출력 노드(LED 어레이) 모두 부차적이다. 부스트가 LED TV 백라이트 전력 애플리케이션을 위한 최상의 코어 토폴로지이지만, 소프트 스위칭 공진 하프/풀 브리지 토폴로지 등을 선택할 수 있다.
휴대형 기기를 위한 부스트 컨트롤러는 높은 PWM 주파(일반적으로 500KHz~6MHz)와 낮은 잡음 성능(전압 모드 또는 낮은 전류 감지 전압)으로 인해 이러한 애플리케이션에 적합하지 않다.
높은 게이트 전압(10V 이상)과 높은 전류 감지 전압(일반적으로 0.5V~1.2V) 때문에 ACDC 전력공급기를 위한 PWM 컨트롤러가 보다 적합할 수 있다. 하지만, 대부분의 ACDC PWM 컨트롤러의 동작 주파수는 50KHz에서 100KHz까지이다. 90-270VAC 입력 공급전압기에 대해 이러한 주파수 범위가 적합한데 스위칭 손실과 유도 컴포넌트 크기에 대해 균형을 맞출 수 있기 때문이다. 하지만, 24VDC 입력 전력에 대해서는 주파수가 다소 낮은 데 낮은 동작 주파수로 인해 큰 인덕터가 요구되기 때문이다.
CRM PFC 컨트롤러는 최상의 선택이 될 수 있는 데 ACDC PWM 컨트롤러의 이점(높은 게이트 구동 전압과 높은 전류 감지 전압)을 제공할 뿐만 아니라 동작 주파수를 인덕턴스를 통해 최상의 값(200KHz)으로 설정할 수 있기 때문이다[1]. CRM PFC 컨트롤러의 피드백 루프는 전압 모드에서 동작할지라도 톱니파 생성기(saw tooth generator)와 비교기가 IC에 구축되어 있고 진폭이 충분히 크기 때문에 잡음 성능에 어떠한 문제도 존재하지 않는다.
효율 개선
일반적인 CRM PFC 컨트롤러를 통해 부스트 컨버터를 달성할 경우, 스위칭 손실은 문제가 되지 않는데 상대적으로 낮은 입력/출력 전압과 중요한 도전 모드 동작 때문이다. 문제는 도전 손실이다. 그림 1은 부스트 컨버터의 도전 손실을 나타낸 것이다.
on 기간 동안의 도전 손실을 Rsense, Rdson, Rcoil을 통해 획득한 확인할 수 있다. 이 글에서는 Rcoil을 줄이는 것에 대해서는 설명하지 않을 것이다. 다음과 같이 Rsense와 Rdson을 감소시킬 수 있는 방법에 대해서 각각 설명할 것이다.
PFC 애플리케이션에서 Rsense 값은 최대 전력 정격에 의해 결정된다. 전류에 이상이 발생할 경우, Rsense의 전압은 펄스 전류 제하 수준의 펄스에 도달해야 한다. 10%의 마진을 유지해야 한다. 따라서 Rsense를 다음과 같이 계산할 수 있다:
이 애플리케이션의 경우, 이러한 규칙을 확인해야만 한다. Rsense의 전류 손실은 다음과 같다:
Rsense의 전력 손실이 Vcslim에 비례한다는 것을 알 수 있다. 일반적인 PFC 컨트롤러의 Vcslim은 약 0.5V에서 1.2V까지이며, 잡음으로 인해 트리거를 상실하지 않도록 방지한다. FAN7930CM의 경우, Vcslim이 0.8V이다. PFC 애플리케이션의 경우에 이 값으로도 충분한 데 입력 전압이 상대적으로 높아 IQRMS이 상대적으로 낮기 때문이다. 하지만, 24V 입력에 대해서는 이 전압이 너무 높아서 PRsense를 충분히 증대시킬 수 없다. 예를 들어, 참고문헌[1]에 설명된 설계 툴을 사용하여 72W PFC (90VAC in, 400V/0.18A out)에 대한 Rsense의 전력 손실을 계산했다. Rsense가 0.289Ω일 경우, Rsense의 전력 손실이 0.22W라는 결과를 얻었다.
따라서 효율 손실은 0.22/72×100%=0.31%이다. 동일한 설계 툴을 통해 24V 입력, 180V/0.4A출력의 72W PFC를 계산하면, Rsense이 0.077Ω일 경우, Rsense의 전력 손실이 0.96W라는 결과를 얻을 수 있다. 효율 손실은 0.96/72×100%=1.33%이며, 90VAC in의 3배이다. Rsense의 전력 손실을 줄이기 위해서 그림 2와 같이 "전압 차단(voltage block up)" 회로를 설계했다. 전압 분배기 R1과 R2은 Vrs 핀과 Vsense 핀 사이에 전압 갭을 삽입한다. 이 전압 갭으로 인해 Vsense는 보다 낮은 Rsense 전압으로 Vcslim에 도달할 수 있다.
그림 3에서 Rsense의 전압이 Vcslim보다 매우 낮아질 경우에도 R1과 R2를 추가함으로써 Vsense이(Vcslim/1.1) 레벨에 도달할 수 있다는 것을 확인할 수 있다. 따라서, Rsense의 전압 손실을 줄일 수 있다. 예를 들어, R1과 R2가 없고 Rsense가 0.077Ω이라면, Ipk가 10.39A일 때 Vsense는 0.8V에 도달한다. Vgate=11V, R1=10KΩ, R2=400Ω, Rsense=0.0375Ω일 경우, Ipk가 10.39A일 때 Vsense는 0.8V에 도달할 수 있다. 하지만, 0.0375Ω일 경우, Rsense의 전력 손실은0.47W이며, 효율 손실은 0.47/72 x 100%=0.65%이다. 0.68%의 효율은 0.77Ω Rsense에서 향상될 수 있다.
동일한 코어 크기와 가격 조건에서 Vdss가 증가할 경우에 MOSFET의 Rdson이 보다 크다. 예를 들어, FSC 100V MOS FDD86102의 Rdson은 24Ω이다. 하지만, 동일한 패키지와 가격 조건으로 제공되는 250V MOS인 FQD16N25C의 경우, Rdson이 270mΩ이다. MOSFET의 도전 손실은 24mΩ와 270mΩ 사이에서 상당한 차이를 보인다. 24VAC in, 180V/0.4A out PFC 컨트롤러의 최대 도전 손실을 참고문헌[1]에서 언급한 동일한 설계 툴을 통해 계산할 수 있다. 값은 각각 0.9W와 10.08W이다. 분명한 것은 270mΩ Rdson은 적용될 수 없다는 것이다.
일반적인 부스트 토폴리지에서 180V 출력 전압을 제공하기 위해서는 충분한 Vds 마진을 제공하기 위해 250V MOSFET이 필요하다. 이러한 상황에서 도전 손실을 줄이는 일반적인 방법은 상대적으로 낮은 Rdson 특성을 제공하는 MOSFET를 선택하는 것이다. 하지만, 동일한 Vdss 조건에서 Rdson가 낮을 경우에 비용이 높아질 뿐만 아니라 보다 큰 Coss 특성을 가지게 된다. Coss가 상대적으로 크다는 것은 턴-오프 손실 역시 크다는 것을 의미한다. 이제 도전 손실을 줄일 수 있는 다른 방법을 살펴보도록 하자. 바로 FDD86102와 같은 100V MOSFET를 사용하여 24V 전압을 180V까지 상승시키는 것이다. 물론 추가적인 특수 솔루션을 적용할 수도 있는 데 단권변압기(autotransformer)가 바로 그것이다.
그림 4는 인덕터 대신에 단권변압기를 통해 동작하는 부스트 컨버터를 나타낸 것이다. on 기간 동안 전류는 일반적인 부스트 컨버터와 마찬가지로 적색 경로를 통과하지만, off 기간 동안 전류는 녹색 경로를 통과한다. MOSFET의 드레인의 전압은 다음과 같다:
N1=3T, N2=7T, Vdiode=1V, Vout=180V, Vin=24V을 값으로 입력하면, Vd는 다음과 같다:
따라서 100V MOSFET를 사용할 수 있다.
설계 예제 및 테스트 결과
그림 5는 페어차일드가 제공하고 있는 LED 백라이트 전력용 평가 보드의 회로도이다.
U4, Q35, T3, D36과 페리페럴 컴포넌트가 부스트 컨버터를 구성하고 있다. 권선 6-10은 ZCD (Zero current detecting)이다. D37, C42, R39, R40은 2가지 기능을 제공한다. 한 가지는 N1과 N2 사이의 누설 인덕턴스로 인한 전압 펄스를 흡수하는 스누버(snubber )이다. 다른 하나는 Q35의 드레인에 대한 전압을 모니터링하여 U4의 pin1에 피드백을 제공하여 과전압 보호 기능을 제공하는 것이다. 그림 6은 평가 보드를 위, 아래, 측면에서 촬영한 사진이다.
표 1은 Vrsense 전압 차단 회로(R38)가 있을 경우와 없을 경우를 비교한 것이다.
R38을 추가함으로써 효율이 1.09% 향상되었다는 확인할 수 있다. 그림 7은 Vrsense 전압 차단 회로(R38)가 있을 경우와 없을 경우의 파형 차이를 나타낸 것이다.
표 2는 단권변압기를 사용한 경우와 사용하지 않은 경우를 비교한 것이다.
단권변압기 적용으로 효율이 14.06% 향상되었다는 것을 확인할 수 있으며, 그림 8에 파형을 나타내었다.
결론
일반적인 CRM PFC 컨트롤러는 기능, 보편성, 저가격 등의 특성으로 인해 중전압 부스트 컨버터에 적합하다. 이러한 활용에 있어서 도전 손실은 중요한 기술적 과제이다. 전압 차단 회로는 Rsense에 대해 요구되는 최고 전압을 낮춰 컨버터의 효율을 향상시킨다. 부스트 컨버터에 단권변압기(autotransformer)를 사용함으로써 낮은 Vdss MOSFET를 사용할 수 있기 Rdson 특성을 낮출 수 있기 대문에 효율을 확실히 향상시킬 수 있다. 평가 보드를 통한 테스트 결과를 통해 이러한 아이디어가 실현 가능하다는 것을 확인할 수 있다.
참고문헌
[1] YoungBae Park.: System and Application Engineer, Fairchild, AN-8035, Design Consideration for Boundary Conduction Mode Power Factor Correction (PFC) Using FAN7930
저자 소개
챨리 왕은 1987년 칭화대학교에서 전자공학 학사 학위를 수여하였다. 그는 현재 중국 센젠 페어차일드 반도체에서 GPRC 부장으로 근무하고 있다. 그의 연구 분야는 전력공급기, 조명 애플리케이션, 산업용 애플리케이션 등이다.
그림 1. 스트 컨버터의 도전 손실
그림 2. 전압 차단 회로 설계
그림 3. Rsense의 전압이 Vcslim보다 매우 낮아질 경우, Vsense이 (Vcslim/1.1) 레벨에 도달
그림 4. 인덕터 대신에 단권변압기를 통해 동작하는 부스트 컨버터
그림 5. LED 백라이트 전력용 평가 보드의 회로도
그림 6. 평가 보드의 위, 아래, 측면 촬영
그림 7. Vrsense 전압 차단 회로(R38)가 있을 경우와 없을 경우의 파형 차이
그림 8. 단권변압기 적용에 따른 효율 향상 CH1: Q35의 드레인, CH2: D36의 양극
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