DC-DC 컨버터
2대의 범용 DC-DC 컨버터의 병렬배치는 대규모 출력전류를 제공할 수 있는 가장 비용효율적인 솔루션이 될 수 있다. 또한 이 방법은 두께, 공간절약 및 열 이용효율적인 이유에서도 채택될 수 있다. 그러나 DC-DC 컨버터는 밴드갭 편차, 비교기의 오프셋, 폐회로 조정 파라미터를 포함하는 허용오차를 가지고 자체 출력전압을 조정한다. 외부저항기에 의한 피드백 회로를 갖는 컨버터를 사용하는 경우에는 저항기의 정확도를 고려해야 한다. 본 자료는 병렬로 배치한 2대의 DC-DC 컨버터를 포함하는 전원장치를 설계하는 경우에 필요한 도움말 및 요령을 설명한 것이다. 즉, 1.5A 전류성능을 허용하는 고도로 집적화된 2대의 벅(buck) 컨버터를 사용하는 비용 및 공간효율적 솔루션의 구현에 대해 논의한다.
글 : Bertrand Renaud
온세미컨덕터 / www.onsemi.com
휴대용 전자장치와 같이 고도의 공간제한적인 기기에서 집적회로(IC: Integrated Circuit)를 선택하기 위한 주요기준은 패키지의 크기이다. 대부분의 아날로그 IC 설계자는 uDFN 또는 uCSP와 같은 매우 공간효율적인 패키지를 제공할 수 있다. 그러나 아날로그 전력분배의 경우에 이러한 초소형 패키지의 IC에 대한 주요 제한요소는 전력소모이다. 그 결과, DC-DC 컨버터의 최대전류성능은 1.5~2A의 범위이다. 대부분의 적용에서는 충분히 높은 범위이지만 일부 특정한 실행에서는 1.5~2A 이상이 요구될 수 있다.
이와 같은 경우에는 초소형 패키지의 DC-DC 컨버터의 사용이 소형기기 설계자뿐 아니라 IC 설계자에게 있어서도 상당한 도전이 될 수 있고 더 높은 전력이 요구되는 경우에는 1.5A 이하의 고집적 IC를 위한 제공범위가 극도로 제한될 수 있다.
2대의 범용 DC-DC 컨버터의 병렬배치는 이와 같은 대규모 출력전류를 제공할 수 있는 가장 비용효율적인 솔루션이 될 수 있다. 또한 이 방법은 두께, 공간절약 및 열 이용효율적인 이유에서도 채택될 수 있다.
그러나 DC-DC 컨버터는 띠간격(bandgap) 편차, 비교기(comparator)의 오프셋, 폐회로 조정 파라미터를 포함하는 허용오차를 가지고 자체 출력전압을 조정한다. 외부저항기에 의한 피드백 회로를 갖는 컨버터를 사용하는 경우에는 저항기의 정확도를 고려해야 한다.
본 자료는 병렬로 배치한 2대의 DC-DC 컨버터를 포함하는 전원장치를 설계하는 경우에 필요한 도움말 및 요령을 설명한 것이다. 즉, 1.5A 전류성능을 허용하는 고도로 집적화된 2대의 벅(buck) 컨버터를 사용하는 비용 및 공간효율적 솔루션의 구현에 대해 논의한다.
NCP1532의 주요 특성
듀얼 강압 DC-DC 컨버터 NCP1532는 1셀 Li-ion 또는 3셀 Alkaline/NiCd/NiMH 배터리로부터 전원이 공급되는 휴대용 기기에서 새로운 멀티미디어 설계의 코어 및 I/O 전압 공급에 사용되는 모놀리식 집적회로(monolithic integrated circuit)이다. 두 채널은 0.9V에서 3.3V까지 외부에서 조절이 가능하고 채널 당 최대 1.0A로, 최대 1.6A까지 제공할 수 있다. 컨버터는 소형 인덕터(최저 1uH) 및 축전기를 사용할 수 있도록 하여 부품 크기를 감소하고 180° 역위상에 의한 작동으로 대량의 배터리 전류수요를 감소하는 2.25MHz 스위칭 주파수에서 작동한다. 자동 스위칭 PWM/PFM 모드와 동기정류는 시스템 효율을 향상시킨다. 또한 이 장치는 저 리플(ripple) 및 우수한 과도부하응답이 요구되는 저잡음 기기를 위한 고정 주파수 PWM 모드에서 운용할 수도 있다.
추가적인 특성은 집적화된 소프트 스타트(soft-start), 사이클별 전류제한(cycle-by-cycle current limit), 열차단 보호(Thermal shutdown)를 포함한다. 또한 이 장치는 2.25MHz 범위의 외부 클록 신호(clock signal)와 동기화할 수 있다. NCP1532는 공간절약형의 초저 프로파일 3×3×0.55mm 10pin uDFN 패키지에 내장되어있다.
외부 부품을 반드시 평가해야 한다
출력전류성능을 증가시키기 위한 DC-DC 컨버터 2대의 병렬화에는 2대의 컨버터가 정확히 동일한 전압에서 설정되어있지 않다는 사실에 대비한 추가적인 안정저항기가 요구된다. 온세미컨덕터의 NCP1532와 같은 완전 집적화된 듀얼 DC-DC 컨버터의 경우에는 오차 증폭기 및 기준전압으로 인한 편차를 무시할 수 있다. 그러나 엔지니어는 이와 같은 안정저항을 최소화하여 전력손실을 감소하고 솔루션 효율을 최적화하고 허용 가능한 부하변동성능을 확보하기 위한 노력을 기울여야 한다.
안정저항 값을 산출하기 위해서 아래와 같은 가정이 사용되었다.
- 두 컨버터는 동일한 기준전압을 사용한다. 그러나 외부 저항기 허용오차로 인해 조절된 출력전압은 각기 다르다. 제1채널은 허용오차 상한값에서 조절되고 제2채널은 허용오차 하한값에서 조절되는 것으로 가정할 수 있다.
- 안정저항기는 두 컨버터가 채널 당 1A인 최대출력전류를 초과할 수 없도록 한다.
- 두 RSHARE 안정저항기는 동일한 값이다.
상기와 같은 가정을 기준으로 그림 1 전기대응에 대한 안정저항 값은 아래와 같이 산출할 수 있다.
RSHARE = (1)
여기에서
- VOUT : 출력전압
- TOLOUT : (2) 식의 가정 하에 외부 분주비(external divider ratio)에 의한 허용오차
- IOUT : 채널 당 최대 출력전류
- ILOADmax : 최대정격전류
최대출력전압기준 TOLOUT은 외부 분주기(external divider)의 정확도 TOLR에 따라 결정된다.
TOLOUT = 2×( 1- )×TOLR (2)
온세미컨덕터의 듀얼 DC-DC 컨버터 NCP1532를 예로 들면 안정저항값을 산출하기 위해 만족해야 하는 파라미터는 아래와 같다.
- 피드백 한계치 VFB = 0.6V
- 최대출력전류 IOUT = 1.0A
- 최대정격전류 ILOADmax = 1.6A
0.1% 정확도의 저항분주기(resistor divider)를 사용하고 VOUT=1.2V에 대한 DC-DC 컨버터의 허용오차는 아래와 같다.
TOLOUT = 2×( 1- )×0.1%=0.1%
이로써 안정저항값 RSHARE는 아래와 같이 산출된다.
RSHARE = = 6mΩ
앞에서 설명한 전형적인 애플리케이션 회로의 외부부품 외에 NCP1532 두 채널 기기 배선도의 인터리빙에는 2개의 0.1% 저항 분배기와 필터 출력에서 외부 부하까지 연결된 2개의 6mΩ 안정저항기를 사용한다. 다음에 설명하는 시뮬레이션 및 측정은 이전의 기기 배선도를 기준으로 한다.
부하변동에 대한 영향의 시뮬레이션
1.2V +/- 0.1% 허용오차를 제공할 수 있도록 구성되어있는 두 채널을 이상적인 전압공급원으로 고려하는 경우에 그림 3의 예를 아래와 같이 시뮬레이션할 수 있다.
6m 안정저항기는 최대출력전류성능을 초과하지 않으면서 저항분주기의 상한 및 하한 허용오류를 보상한다. 그러나 이 방법은 1.6A에서 최대 4.8mV까지 부하변동성능에 영향을 주기 때문에 직렬 손실이 증가하게 된다(그림 4).
안정저항 값 RSHARE의 최소화는 효율의 중요한
요소이다
(1)과 (2)식에 의한 안정저항 값의 최소화는 직렬 손실을 최소화하기 위한 중요한 요소이다. 듀얼 DC-DC 컨버터를 기준으로 한 초기의 가정에 의해 이와 같은 직렬 저항 값을 대폭 감소할 수 있다. 따라서 대칭부하의 경우에 1.6A에서 전력손실은 아래와 같이 평가될 수 있다.
PSHARE=(IOUT12+IOUT22)×RSHARE=2×0.82×6.10-3=7.7mW (3)
그리고 비대칭 로딩의 경우 다음과 같다.
PSHARE=(IOUT1max2+IOUT22)×RSHARE=(1+0.62)×6.10-3=8.2mW (4)
부하전력과 비교하는 경우 아래와 같다.
PLOAD=ILOADmax×VLOAD=1.6×1.2=1.92W (5)
DC-DC 컨버터를 사용하는 경우에 효율에 대한 안정저항기의 영향은 0.5% 이하이다.
3%의 정확도로 2대의 독립형 DC-DC 컨버터를 인터리빙하는 경우에는 더 높은 값의 안정저항기가 요구되어 부하변동 및 효율에 막대한 영향을 주게 된다. 180mΩ 안정저항기를 3% 정확도로 평가한 결과에서 볼 때 2대의 독립형 장치를 사용하는 경우 효율에 대한 영향은 12%에 이르게 된다. 이는 휴대용 장치에서는 허용할 수 없는 규모이다.
과도부하성능을 통한 설계검증
별도의 2채널을 사용하면 커다란 과도부하에 응답하도록 할 수 있다. 또한 대형(super) DC-DC 컨버터와 비교할 때 부하분산기법은 더 광범위한 대역폭을 가지고 있는 더 높은 주파수의 장치를 사용할 수 있다. 고 스위칭 주파수는 전류변화에 대한 응답시간이 짧은 소형 인덕터가 요구된다. 아래의 그래프는 그림 2에 제시된 애플리케이션 회로와 연관된 상승시간(rising time) 1μs의 과도부하 800mA를 나타낸 것이다.
과도성능은 Ringing이 없는 허용 가능한 언더슈트와 빠른 복구를 포함하는 광범위한 대역폭 및 시스템 안정성을 입증한다. 그림 6에서 보는 바와 같이 상승시간 1μs의 과도부하 800mA에 대한 전압강하는 40mV 이하이다. 이와 같은 측정값은 부하분산분석의 유효성을 확인하고 본 솔루션의 주요 장점을 제시하는 것이다.
역위상 동작은 배터리 라인 및 EMI에서 과도잡음을 감소한다
최신의 DC-DC 벅 컨버터는 스위칭 잡음 및 EMI를 감소하기 위한 동기화 특성을 제안할 수 있다. 앞에서 예로 든 듀얼 벅 컨버터는 역위상으로 작동할 수 있다. 이 옵션은 외부적으로 선택할 수 있다. 이와 같은 제어모드의 경우에 첫 번째 컨버터의 스위칭(검정색 그래프)은 두 번째 컨버터의 스위칭(녹색 그래프) 반대편(180도)에 위치한다. 한편, 배터리의 전력 수요는 두 위상 전체에 걸쳐 분포되고 역위상 동작 시(오른쪽 적색 그래프) 삼각형 부분(왼쪽 적색 그래프)이 사라진다. 상하측 트랜지스터(transistor)의 ON 및 OFF에 따라 발생하는 스파이크(spike)도 크게 감소된다.
공간 요구조건 및 배치
고주파수 DC-DC 컨버터를 구현하기 위해서는 강력한 휴대용 기기에 적용되는 규정을 준수해야 한다.
효율적인 배치는 스위칭 조절기가 기기 및 자체적으로 발생시키는 잡음을 방지하기 위한 중요한 요소이다. 폐회로시스템과 마찬가지로 실제로 외부 와류신호(parasitic signal) 결합에 대한 피드백 핀 보호는 각별한 주의가 요구된다. 휴대용 디지털 회로는 대량의 전류를 소모하기 때문에 설계자는 전류궤환(current loop)이라고 부르는 배터리에서 접지판까지 고전류 경로에 의해 형성된 회로를 입력에서 출력까지 철저하게 점검해야 한다.
일반적으로 접지판 및 전원판을 가지고 있는 최소한 4층 이상의 PCB를 구현한다. 그림 8은 4층 회로기판에 권장 가능한 NCP1532 부하분산배치를 나타낸 것이다. 고전류 경로(L-C 필터 및 안정저항기)는 상부에 배치하고 감도 피드백 경로는 하부에 배치한다. 이 솔루션은 상부에 108mm2의 공간이 요구된다.
결 론
2대의 범용 DC-DC 컨버터의 인터리빙은 고전류 수요의 기기에 대한 부가가치특성이다. 1대의 대형 단일 독립형 DC-DC 컨버터와 비교할 때 부하분산기법은 전력 및 잡음을 별도의 두 방향으로 분산하기 때문에 동일한 온도조건에서 장치를 냉각시키기 위한 노력이 적게 요구된다. 또한 입출력 축전기 및 인덕터와 같이 필요한 외부부품의 소형화가 가능하고 회로기판의 공간을 절약할 수 있다. 부하변동 및 효율에 대한 안정저항기의 영향이 최소화되는 경우 부하분산기법은 큰 부하 및 과도부하가 요구되는 기기에 대한 최상의 접근방법이다.
온세미컨덕터의 NCP1532는 이와 같은 기술을 구현하기 위한 가장 공간 및 비용효율적인 솔루션이다.
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