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5G, 계측장비, 항공우주와 방위산업용 광대역 리시버
양대규 기자 | 승인 2018.08.06 10:56

[EPNC=양대규 기자] 무선 설계 엔지니어가 항상 겪게 되는 과제가 있다. 바로 대역폭이 제한적이라는 것이다. 초기의 무선 개발자들은, 검출기의 한계 때문에 수백 kHz 위의 주파수는 쓸모가 없다고 생각했다. 브랑리(Branly), 페센든(Fessenden), 마르코니(Marconi) 같은 선구자들도 이 문제와 씨름해야 했다. 그러다 암스트롱(Armstrong)과 레비(Levy)가 헤테로다인 기법을 완성함으로써 스펙트럼 상의 더 높은 주파수를 활용할 수 있는 길이 열리게 됐다. 이 방법은 높은 주파수를 당시의 검출기를 사용해서 적절히 처리할 수 있는 하위 주파수로 변환하는 것이다. 그 후, 수퍼헤테로다인 방식을 통해 더 높은 주파수대를 활용할 수 있게 됐지만, 그럼에도 불구하고 대역폭은 여전히 제한적이었다.

최근 몇 년 전까지만 하더라도, 수십 MHz 이상을 처리하기가 어려웠으며 이처럼 넓은 주파수를 처리하기 위해서는 대대적인 병렬 무선 기술을 적용한 고가의 솔루션을 사용해야만 했다. 이런 처리를 간소화하고 가능한 넓은 대역폭을 동시에 처리하는 것은 오랜 숙원이었다. 지난 몇십 년 동안 반도체 공정기술과 모놀리식 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 아키텍처가 성숙함에 따라 이 처리 기술도 점차 발전해 왔다. ADC의 직접 RF 샘플링(direct RF sampling) 능력은 1990년대 초반 약 20MHz의 나이퀴스트 대역폭 수준에서 오늘날 AD9213 같은 ADC 제품을 사용하면서 5GHz 이상으로 향상됐다.

높은 순간 대역폭을 지원하는 AD9213 같은 제품이 출시됨에 따라서 계측기급 리시버뿐 아니라 직접 RF 샘플링 무선장비, SIGINT, 레이더 등에서도 새로운 옵션들이 가능해졌다.

[그림 1] AD9213 12bit 10.25Gsps RF ADC

통상적인 GSPS ADC는 전반적인 성능을 구현하는데 있어서 고유의 과제를 안고 있다. 샘플 속도를 높이기 위해서 여러 개의 ADC 코어들을 병렬로 실행하기 때문이다. 이들 각각의 컨버터에 대해 타이밍을 신중하게 일치시켜야 하는데, 그렇게 한다 하더라도 컨버터들 간의 작은 오차가 다양한 스펙트럼 불요성분을 발생시킬 수 있다. 또한, ADC는 아날로그 입력 신호를 정확하게 추적하고 신중하게 샘플링·디지털화 함으로써 선형 왜곡을 일으키지 않아야 한다. 인터리빙과 원시 대역폭이라고 하는 두 가지 문제 때문에, 첨단 무선이나 계측기처럼 높은 충실도가 요구되는 애플리케이션 용으로 광대역폭 ADC를 설계하기는 무척 어렵다.

AD9213은 바로 이런 과제들을 해결하는 제품이다. 디더링과 교정 기능을 내장하고 있어 어떠한 신호 조건에서든 뛰어난 선형성을 달성하며, 고주파 동작과 성능에 대한 요구를 모두 충족한다. 4GHz의 CW 입력 시, NSD는 약 -152dBFS/Hz이고, SFDR은 2차와 3차 고조파를 포함해서 65dBc 이내이다. 이로써 진정한 5G 계측기급 리시버 성능을 제공한다.

[그림 2] 단일 톤 성능

고주파 동작이 뛰어날 뿐 아니라, 낮은 차수의 고조파 동작 역시 선형 디바이스에 견줄 만큼 우수하다. 이는 ADC로는 매우 이례적으로, 고조파 동작을 단순한 다항식 계산으로 예측할 수 있다는 뜻이다. 이는 대신호와 소신호 환경 모두에서 높은 성능을 구현해준다는 점에서 매우 중요한 의미를 갖는다.

[그림 3]의 전력 스위프 데이터를 살펴보면, 2차와 3차 고조파가 입력 레벨에 따라서 예상 가능한 응답을 나타낸다는 것을 알 수 있다. 입력 신호의 크기가 낮은 구간에서는 부가적인 스퍼 발생 없이 노이즈 플로어의 측정값이 일관적으로 유지된다. 따라서 주파수 플랜을 선택할 때 지배적인 스퓨리어스 성분들이 대역의 바깥쪽에 자리잡도록 할 수 있다. 4차 이상의 스퓨리어스 성분은 중요하지 않다. 헤테로다인 방식을 사용할 때는, 무선 믹서 스퍼를 신중하게 계획해서 간섭을 피하도록 해야 한다. 직접 RF 샘플링도 마찬가지다.

[그림 3] AD9213의 2차와 3차 고조파 성능

직접 RF 샘플링이 유리한 경우

RF 샘플링은 다른 무선 아키텍처들에 비해서 흥미로운 점들이 있다. 전통적으로 데이터 컨버터의 전력은 무선 설계에 적합한 성능 수준을 달성하기 위해서 매우 높았다. 이전 연구들에 따르면, 저가의 저전력 솔루션용으로는 AD9371 같은 zero-IF 무선 아키텍처가 적합한 것으로 나타났다. 지난 몇 년 사이에 모든 양산용 휴대전화나 블루투스 기기들이 이 아키텍처로 전환한 것만 봐도 알 수 있다. 이들 기기는 성능은 제한적이지 않지만 대역폭은 제한적이다. 좁은 대역폭을 필요로 하는 시스템에는 zero-IF 아키텍처가 거의 언제나 적합한 솔루션이다. 하지만 계측기, 레이더, 광대역 통신처럼 넓은 대역폭을 필요로 하는 애플리케이션에는 오래 전부터 직접 RF 샘플링이 선호돼 왔다. 이들 애플리케이션에서는 더 넓은 시스템 대역폭을 고수하는 대신, 다른 아키텍처들의 장점인 비용이나 전력 효율 같은 특성들을 절충하는 것이 이해할 만한 선택이다.

따라서 전체적인 무선 동작을 처리할 수 있도록 가능한 넓은 대역폭을 포괄할 수 있게 설계된다. 새로운 RF ADC 제품인 AD9213은 10GSPS 이상의 지극히 빠른 샘플 속도와 8GHz 이상의 샘플 대역폭을 제공하므로 많은 애플리케이션에서 직접 RF 샘플링이 가능하다.

대부분의 무선 서비스는 대역별로 75MHz 미만이 할당된다. 10GSPS ADC를 사용하면 스펙트럼 활용도가 나이퀴스트 대역폭의 2% 미만이다. 많은 연구에서, 직접 RF 샘플링의 전력 효율은 zero-IF 아키텍처의 절반 수준인 것으로 나타났다. 무선 애플리케이션에서 전반적인 효율을 높이기 위해서, RF 샘플링은 한 번에 하나 이상의 대역을 샘플링할 수 있다.

[그림 4]에서 보듯이 낮은 대역폭에서는 IF 샘플링이나 zero-IF 같은 전통적인 아키텍처가 직접 RF 샘플링보다 전력 소비가 훨씬 낮다. 대역폭이 zero-IF의 두 배에 달하거나 전력이 IF 샘플링 솔루션에 달할 때라야만 직접 RF 샘플링을 사용하는 것이 합리적이다. 달리 말하면, 대역폭이 제한적인 시스템의 경우, zero-IF 또는 IF 샘플링 솔루션과 비교하면 직접 RF 샘플링 아키텍처는 전력은 2배 이상을 소모하고 비용은 두 배 정도에 달한다.

[그림 4] 아키텍처 별로 4개의 수신 경로에 대한 전력 대 대역폭 비교

지난 30여 년 동안 잡음 스펙트럼 밀도(NSD)는 매년 1dB씩 향상됐다. 이것은 상용 기기들에 대해서 측정한 결과이고, 학술 논문에서는 성과가 이보다 좀더 높은 것으로 나타난다. 이 기간 동안에 주로 중점을 두었던 것은 대역폭과 SNR/고조파 같은 ac 성능이었다. 그런데 최근 몇 년 사이에 컨버터 성능이 대부분의 애플리케이션에서 충분히 좋을 만큼 발전함에 따라, 이제는 초점이 ac 성능에서 전력 소모와 실리콘 면적(비용)으로 옮겨갔다.

[그림 5]: 고속 컨버터의 NSD 추이

[그림 6]에서, 가로 축은 샘플 레이트이고 세로 축은 FOM(Figure of Merit)이다. 시간이 지날수록 더 빠른 컨버터가 개발되고 있다는 것을 알 수 있다. 특정 시점에 기술 면에서 선두에 있는 기기들일수록 샘플 레이트 성능이 앞서 있고, 전력은 높고 FOM은 낮은 추이를 보인다. 기술적 선도 그룹들이 특정 샘플 레이트를 통과하면, 그 샘플 레이트로 FOM이 향상된 새로운 디바이스들이 등장한다. 다시 말해서 전력을 낮추고, 다이 크기를 줄이고, 가격대를 낮춤으로써, 아키텍처 선도 그룹으로 나아가는 것이다. 머만(Murmann)의 최근 데이터에 따르면, AD9213은 기술적 선도 그룹에 있으며, 향후 전력을 낮추거나 그 밖의 특성들을 향상시킨 후속 제품들이 나오게 될 것이다.

[그림 6] 샘플 레이트와 FOM

이런 흐름은 새로운 변화들을 가져온다. 프런트 엔드의 RF 전력은 물리학 법칙을 따른다. 이 전력은 안테나 커넥터에서 ADC 입력으로 옮겨지며, 무어의 법칙이 디지털 기능에 대해서 기술한 것처럼 민첩하게 변화하기가 어렵다. 향후 몇 세대에 걸쳐서 컨버터 전력이 계속해서 떨어지면, 증폭기가 전력 소모에 있어서 지배적인 기여 요인이 될 것이다. 증폭기의 전력 소모는 거의 그대로인데 ADC의 비중은 훨씬 줄어들 것이기 때문이다.

[그림 7]은 일련의 증폭기와 필터링으로 이뤄진 기본적인 직접 RF 샘플링 아키텍처를 보여준다. 직접 샘플링이므로 주파수 변환 단계가 없고, 증폭기만 사용된다. ADC 자체 내의 잡음을 극복하기 위해서 신호 레벨을 높이기 위한 증폭기와 컨버터 내로 원치 않는 앨리어싱을 방지하기 위한 RF 필터만 사용된다.

필터링을 위해서는 두 가지 방법이 가능하다. 첫째, 앨리어싱을 방지하기 위해서 가능한 넓은 필터를 사용할 수 있다. 통상적으로 나이퀴스트의 최대 80%까지 커버할 수 있는 광대역 필터를 구현할 수 있으며, 1·2차 나이퀴스트 영역을 잘 커버할 수 있다. 대부분의 경우 앨리어싱 때문에 나이퀴스트 영역을 교차하는 통과대역을 사용하는 것은 적절치 않다. 하지만 경우에 따라서는 그렇게 해야 할 수도 있다.

두 번째 방법은, ADC로 2개 이상의 통과대역을 사용하는 것이다. GSPS ADC의 가장 큰 장점은, 높은 샘플 레이트에 의해서 주파수 계획과 아날로그 신호 배치를 매우 유연하게 할 수 있다는 것이다. 다중대역 무선의 경우, 개별적인 RF 증폭기들과 통상적인 RF SAW 필터를 구성하고 각각의 대역을 개별적으로 처리할 수 있다. 그런 다음 ADC에서 합하고 샘플링할 수 있다. 이들 각각의 대역이 동일한 주파수로 앨리어싱 하지 않는다면 각각이 나이퀴스트 영역이 될 수 있다. 각 대역에 별도의 증폭기들을 사용하면 각 대역별 이득을 최적화할 수 있다. 그럼으로써 대역간 감도 저하를 최소화하고 성능을 극대화할 수 있다. 하지만 앞서 언급했듯이, RF 전력이 상당할 수 있으므로 다중대역에는 다른 대안적인 방법들을 사용할 수 있다.

[그림 7] 기본적인 직접 RF 샘플링 아키텍처
[그림 8] 다중대역 무선의 예시

또 어떤 경우에는, 몇몇 대역을 개별적으로 필터링하고 증폭은 단일 RF 증폭기 체인을 사용해서 할 수도 있다. 이렇게 하면, 단일 이득 경로를 공유함으로써 RF 체인의 전력을 최적화할 수 있다. 하지만 두 대역 간에 성능을 다소간 절충해야 한다. 예를 들어 한 대역이 대신호를 사용하기 때문에 이득을 조정해야 한다면, 다른 대역의 성능에 영향을 미치게 된다. 하지만 많은 경우에 상대적인 동적 범위를 고려해서 이렇게 하는 것이 허용될 수 있다. [그림 9]는 그러한 사례를 나타낸다. 이 애플리케이션은 휴대전화기 대역에 관한 것이지만, 스펙트럼 분석이나 샘플링 스코프 같은 광대역 계측기 애플리케이션에도 적용될 수 있다.

[그림 9] 단순화한 다중대역 RF 샘플링

[그림 10]은 좀더 구체적인 구현을 보여준다. 이 설계는, SAW 필터로 입력과 출력 매칭 네트워크를 신중하게 설계해서 한 대역이 공진을 일으킬 때 다른 쪽 네트워크가 개방 회로로 나타나도록 했다. 매칭 네트워크는 집중 소자(Lumped Elements)와 전송 라인을 포함한다. 이렇게 해서 서로 다른 두 회로 경로 사이의 상호작용을 최소화했다.

[그림 10] 듀얼 SAW 구현

설계를 신중하게 하기만 한다면 이들 네트워크로부터 꽤 우수한 성능을 이끌어낼 수 있다. [그림 11]은 순방향 전송 특성을 보여준다. 각각의 SAW 필터가 서로에게 영향을 미치지 않고 각자의 특성을 유지한다. 이 설계에서는 대역 1과 대역 3이 병렬이다. 다른 대역 또는 주파수 범위를 선택하더라도 마찬가지로 할 수 있다.

[그림 11] 듀얼 밴드 SAW 네트워크의 S21

신호 레벨 계획을 위해서는 몇 가지 것들을 염두에 두어야 한다. ADC를 사용해서 설계를 할 때 가장 중요한 원칙은, ADC 전위에서 충분한 이득을 적용해서 프런트 엔드 잡음에 의해서 ADC 잡음이 묻히게 하는 것이다. ADC가 계속해서 향상되고 있기는 하지만, ADC로부터 발생하는 잡음은 특성적으로 가우스 분포가 아니기 때문에 시스템 성능에 많은 문제들을 야기할 수 있다. [그림 12]는 ADC 입력으로 환산된 프런트 엔드 잡음과 ADC 잡음 사이의 차가 전체 잡음에 미치는 영향을 보여준다. 이에 관한 경험적 원칙은, 프런트 엔드 잡음을 ADC 잡음보다 10dB 이상 높게 하는 것이다. 이렇게 하면 ADC 때문에 늘어나는 잡음은 총 잡음에서 0.4dB 미만에 불과하고, 따라서 시스템은 예상대로 동작할 것이다.

[그림 12] 잡음 차이에 따른 영향

AD9213 데이터 시트에 따르면, 정격 NSD는 약 -152dBFS/Hz이다. 7dBm의 공칭 풀스케일이라면, 이는 -145dBm/Hz에 해당한다. 프런트 엔드 열 잡음 목표는 -135dBm/Hz이다. 이는 이득에 최소한 39dB의 NF를 더한 것이다. [그림 10]처럼 구현했을 때 이 회로는 이득이 43dB이고 NF가 3dB이기 때문에 총 프런트 엔드 잡음은 -128dBm/Hz로 늘어난다. 입력이 연결되지 않았을 때 두 잡음 사이의 차이는 최대 이득일 때 약 19dB이다. 입력 신호가 높아질수록 클럭 소스 지터로 인해서 ADC 잡음 플로어는 수 dB 만큼 증가한다.

병렬 SAW 필터가 커버하는 두 대역을 좀더 자세히 살펴보자. [그림 14]에서, 왼쪽은 배경 잡음이고, 오른쪽은 풀스케일에 근접하는 CW 신호를 주입한 것이다. 두 통과대역 말고 광대역 잡음 플로어를 보면, 오른쪽 그림에서 높은 CW 신호를 주입했을 때 잡음 플로어가 약간 증가하는 것을 알 수 있다. 이는 아날로그 입력에 사용되는 클럭의 지터 때문이다. 이제 두 통과대역의 잡음 플로어를 보면, 두 통과대역으로는 잡음 플로어가 상승하지 않는다는 것을 알 수 있다. 이것은 프런트 엔드로부터의 열 잡음으로 인해 대신호가 인가됐을 때 ADC 잡음 플로어가 상승한 것이 묻히기 때문이다. 데이터를 자세히 보면, 통과대역의 잡음 플로어가 약 0.3dB 상승한 것을 볼 수 있다. 이것은 [그림 12]에 따르면 11dB의 잡음 차이에 해당한다.

[그림 13] 완성된 무선 설계에 대한 측정

[그림 13]은 완성된 무선 설계에 대한 측정 결과이다. 이 설계는 대역폭이 2GHz 이상이고 최소한의 필터링만을 사용한 초광대역 무선이기 때문에 많은 신호들을 볼 수 있다. 스펙트럼의 왼쪽 부분은 고출력 FM과 텔레비전 방송을 포함한 900MHz까지의 주파수다. 그 뒤로 자잘한 주파수들을 볼 수 있으며, 그 다음에는 2.1GHz(UMTS Band 1)와 1.8GHz(UMTS Band 3)를 다루는 2개 SAW 필터의 통과대역을 볼 수 있다. Band 3에서는 음영을 볼 수 있으며, 두 대역 모두 잡음 플로어가 상승하는 것을 볼 수 있다. 이것은 필터를 통해서 과도한 프런트 엔드 잡음이 통과하기 때문으로 해석할 수 있다. 이 측정은 미국에서 실시한 것이기 때문에 Band 3으로는 잡히는 것이 많지 않다. 다만 Band 1로 Band 2의 다운 링크 일부가 포착된다. 그 뒤로는 앨리어싱 방지 필터가 남은 신호들을 제거해 잡음 플로어가 잠잠한 것을 볼 수 있다.

[그림 14] CW 신호를 주입하기 전과 후
[그림 15] 미국 Band 5

맺음말

오늘날에는 다양한 방식의 헤테로다인 무선이 사용되고 있다. 광대역 ADC 기술이 성숙함에 따라서 기존에는 주파수 변환을 필요로 했던 다양한 애플리케이션에서 RF 샘플링이 가능해졌다. 이로써 더 다양한 애플리케이션에서 직접 샘플링 광대역 시스템이 가능해졌다. AD9213은 2GHz 이상으로까지 충실하게 디지털화를 할 수 있으므로 스코프, 분석기, 광대역·다중대역 무선처럼 높은 순간대역폭을 필요로 하는 애플리케이션에 적합하다. GHz RF 주파수로는 이것이 불가능하다는 말들이 있어 왔으나, AD9213은 이 한계를 뛰어넘었으며 향후에는 이보다 더 향상된 제품들이 선보일 것이다. 컨버터 제품이 진화를 거듭하면서 성능과 효율의 한계를 끌어올림으로써 GHz 광대역 시스템의 요구를 충족할 수 있게 됐다.

글: 브래드 브래넌(Brad Brannon), 스티브 돈(Steve Dorn), 반디타 파이 라이카르(Vandita Pai Raikar)

자료제공: 아나로그디바이스

 

#5G#계측장비#항공우주#방위산업#아나로그디바이스#ADI#RF ADC#SAW 필터

양대규 기자  yangdae@epnc.co.kr

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